一种用于有线电视应用的增强瞬时电源切换效率的 AB类宽带功率放大器外文翻译资料

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一种用于有线电视应用的增强瞬时电源切换效率的

AB类宽带功率放大器

Jeffrey Lee , Member, IEEE, Ray Gomez, Senior Member, IEEE, and Sudhakar Pamarti, Member, IEEE

摘要：本文提出了一种宽带功率放大器，将AB类核心技术与新颖的电源调制技术即瞬时电源切换技术相结合。High-f_t的NPN共源共栅将放大器信号电流切换至高电源电压或低电源电压，具体取决于瞬时信号的幅度。以千兆赫兹的速率进行电流模式切换，可以提高带宽效率，远远超出现有的包络跟踪器。观察到14dB峰值平均功率比（PAPR）下的有1.35W的峰值功率和13.6％的效率。输出功率、宽频带的带宽和高PAPR效率的组合超过了现有技术。

关键词：BiCMOS，SiGe；宽带放大器；有线电视（CATV）；有线数据服务接口规范（DOCSIS）3.1；瞬时电源切换（ISS）；功率放大器（PA）；

1 绪论

现代有线电视（CATV）系统不仅提供单向广播节目，而且也加快了客户与互联网之间的双向沟通。电缆调制解调器是全球数百万消费者互联网联系的主要来源，为住宅和商业客户提供本地WiFi通信回程传输。现代高光谱、高效率的有线电视系统，例如那些基于有线服务接口的数据规范(DOCSIS)3.1标准，越来越依赖于复杂的信号调制，如高阶信号（ge;256-QAM），多载波信令正交频分复用（OFDM）和多信道聚合。

图1 CATV分布架构

图1显示了典型的混合光纤/同轴电缆CATV设备的布局。需要注意的是，社区中客户端电缆调制解调器和机顶盒通过共享同轴电缆与所谓的“光纤节点”进行通信。该光纤节点与电缆头端进行通信双向业务，功能类似于有线电话中心局。双向QAM信号通常具有高达14dB的峰均功率比（PAPR）。DOCSIS 3.1标准还要求宽频带和较高的输出功率。它将大约5-200和50-1200MHz的频段分别应用于上行（客户到前端）和下行（前端到客户）信号。典型的电缆调制解调器需要约1W的上行峰值输出功率。典型的光纤节点需要约10W的下行峰值功率，并且可能使用相对成本较高的GaAs或GaN PAs^[1]。CATV信号通常比WiFi协议信号（例如，802.11.交流信号）具有更高的PAPR和更宽的带宽。传统功率放大器（PA）在高PAPR的条件下通常具有低效率，这是因为需要高电源电压和大的偏置电流来避免信号峰值的削减，这会导致电源，热管理和备用电池的成本更高。正如我们将展示的，用于此类应用的现有PA产品可能会应用A类功放进行设计^[2]，平均效率最大达到4％。因此，为了获得更高的峰值平均功率比/更宽的带宽，进一步对PA的设计方案进行研究是很有必要的。

为了改善PA的平均效率，已经提出了各种技术，其中一些降低了平均偏置电流。例如AB类/B/C类；另一些降低了平均电源电压，如电源切换（SS）（G类），包络跟踪（ET/H类）和包络消除恢复（EER）^[3]。还有负载调制策略，如Doherty^[4]，异相^[5]和动态负载调制，切换PAs等等。D/E/F类功率放大器^[6]可以实现较高的峰值效率。采用这些方案的RF PA设计技术可以单独或组合使用，对于具有高PAPR的窄带信号实现了良好的效率^[7]-[12]。但是，G/ET/EER技术受到电源调制器带宽（通常为几十兆赫兹）和调制器电路功率的限制。由于使用调谐电路，现有的负载调制技术和开关技术通常具有有限的带宽。现有技术缺乏有效的技术来提高具有高PAPR的宽带信号的效率。

为了应对这一挑战，我们在文献[13]中提出了一种新型高速电流模式瞬时SS（ISS）技术，并结合宽带推-推式AB类PA核心技术。这里的ISS指的是电源调制速度足够快，以便不仅能遵循窄带RF信号中的慢包络变化，而且还能足够快地遵循频谱占用率为数百兆赫的宽带信号的瞬时幅度。

在这种拓扑结构中，共源极PA中高压容差所需的共源共栅晶体管可以同时应用于SS，以响应信号幅度。当信号幅度较大时选择高压电源，当信号幅度较低时选择低压电源。正如已经确立的那样，电流模式切换速度自然足以使ISS成为可能。这种技术在理论上可以比基于包络的电源调制方案（例如G/ET/EER类）获得更好的效率。

在本文中，第二节将描述和分析ISS技术。讨论了高速电流模式切换中发现的问题以及开发和实施的解决方案。由此衍生出ISS的理想效率表达式，包括电源电压的优化。这些结果用信号概率密度函数（PDF）表示，以便针对特定的应用来评估ISS与其他PA拓扑结构的有效性。

第三节介绍电路设计的细节。分析了并联电阻反馈型PA的核心器件获得小信号特性的原理。还介绍和分析了匹配电路，包括SS驱动器和输出共模阻抗控制网络。有了这些信息，我们可以更加真实地测量效率，包括匹配电路的功耗以及电压和电流裕量的损失，以满足线性要求。

选择7.5/4.5 V作为功率放大器的核心电源轨，这款0.18-mu;m的SiGe BiCMOS功率放大器对于15-215MHz似噪声信号的功率附加效率（PAE）达到13.6％，并产生近似高斯PDF和14dB的PAPR。与现有技术相比，它对于宽频带，高PAPR的RF信号表现出相对优越的效率。测量结果和结论分别在第四节和第五节中给出。

图2 传统的电源调制方法

2 电流模式瞬时电源切换

电源调制是放大器效率增强技术的一种既定技术。PA电源根据某些信号参数进行动态调制，以节省直流电源。图2说明了两种先前的电源调制方法。一种是ET，其中电源连续地跟随信号包络变化; 另一种是常规电压模式SS，其中电源响应于包络而在离散阶段发生变化。但是，这两种方法都需要大型上部PMOS器件的高驱动功率。正如前面提到的，它们也受限于有限的电源调制带宽。ET受开关模式电源带宽^[14]的限制，电压模式SS受寄生电容快速切换所引起的CV²f损耗的限制。

现有电源调制技术的有限带宽限制了潜在的效率提升。例如，可能无法使用完整的信号包络作为电源调制器的输入。包络可能需要某种形式的平滑（低通滤波）来匹配调制器带宽。然后调制后的电源可能会被迫保持接近其最大值，以防止包络突然跳变之后产生削波。CATV信号的带宽约为1GHz，远远高于目前的蜂窝或广域网信号的带宽。因此，高速电源调制在有线电视应用中非常重要，但由于标准中包含更高带宽的信号，因此也与未来的无线应用相关。

A.建议的电流模式电源切换方式

为了解决这些驱动功率和带宽问题，我们提出了一种电流模式SS技术。在图3中，双极性晶体管（BJT）电流模式开关集成在推挽式差分PA中，在V_{DD_H}和V_{DD_L}之间切换电流。在这里，我们要强调的是，电流模式开关也是用于提高增益并保护低电压NMOS输入设备的共源共栅设备。因此，开关几乎没有额外的成本。与现有技术不同的是，PMOS顶端开关必须足够大以防止过度的压降，这里的NPN开关只需要满足电流密度和线性要求，并且可以随着寄生效应的减小而减小得更多。与嵌入式或外部PMOS器件相比，嵌入式NPN也具有自然高的ft，这也有利于减少寄生效应。所提出的解决方案的另一个优点是，驱动BJT电流模式开关只需要6 VT随150 mV连续变化的模式，远小于上部PMOS开关所需的典型栅极驱动。反之，较小的开关尺寸和较小的驱动电压有利于降低驱动功率并提高效率。此外，众所周知，非常快速的电流模式切换相对简单，甚至高达千兆赫兹的速率。这种高效的高速切换使ISS成为可能。现在我们可以更详细地了解ISS的调制带宽优势。

图3 建议的BJT电流模式SS

ET的调制带宽限于k₁f_SW，其中k₁是调制带宽和开关模式转换器频率f_SW之间的可实现比率。这个比率k₁当然远小于1。转换器频率f_SW又限于k₂f_t，其中k₂le;1允许开关驱动器电路有足够的时间常数来完全切换。结合这些，我们得到BW_ETle;k₁k₂f_T，PMOS（假设一个离散的PMOS开关应用于ET）。假设k₁＝k₂＝0.1时，我们得到的ET的带宽限制等于离散片外PMOS器件的ft的0.01倍，大约为几十或几百兆赫。

图4 传统的供应调节器与提议的ISS技术

在我们提出的ISS方案中有几个时间常数需要考虑。 完成切换需要10个时间常数。 一个时间常数是由于级联在轨道之间切换时NPN的传输时间引起的。鉴于NPN的f_t为28GHz，这不是一个重大的限制因素。 另一个时间常数是开关驱动电路输出电阻和NPN基极电容的乘积。这可以通过适当调整驱动程序来缓解。第三个时间常数大致由1 / g_m，NPN和C_mu;，NPN的乘积确定。这个时间常数对应于通过集电极-基极电容的电流变化是可以忽略不计的时间。它甚至比1 / f_T，NPN更短。因此，我们提出的带宽方案受限于图11中的SS驱动器，该驱动器是基于反相器链的驱动器。它的触发速率被限制在约1/（8 fan-out-4反相器延迟）^[20]，在0.18-mu;m的CMOS中约为2GHz。这与我们的模拟和测量结果相符。我们的PA测试采用1-GHz的开关速率进行，因为这足以实现最佳的PAE。

B.瞬时电源切换

另外，ISS技术再一次意味着功率放大器根据信号的瞬时幅度而不是信号来选择其供电。如果信号的幅度大于阈值V_TH，则选择V_{DD_H}; 否则，选择V_{DD_L}。ISS的架构和工作原理如图4所示。这里我们使用一个峰值幅度大于V_TH的正弦信号和三个包络步骤来说明。当包络小于V_TH时，总是选择V_{DD_L}。当包络大于V_TH时，某一些时刻的幅值大于V_TH，并且在某些时刻小于V_TH。提出的ISS技术与现有技术的主要区别在于，在这些时刻，电源切换到V_{DD_L}以节省直流电源。通过这种方式，我们可以克服经典线性功率放大器的效率限制。例如，对于正弦波而言，理想的A类PA的效率上限为50％。如果将ISS应用于A类的PA，我们可以获得超过50％的正弦波效率，理想情况下达到60％。换句话来说，即使对于恒定包络信号，ISS也可以实现比SS和ET更好的效率。需要特别注意的是，如果需要的话，电流模式SS也可以应用于高速ET。此外，还可以使用两种以上的供应水平，以进一步来提高效率的实现。额外供应的缺点（除复杂性外）是由于NPN集电极基极和集电极基板电容而在输出节点处可见的额外寄生电容。

图5（a）差分推-推式放大器（b）使用ISS的目标

信号和B类可实现效率

我们现在分析目标DOCSIS 3.1 CATV信号的理想效率，假设电压为零，电流余量为零，SS率为无穷大。我们通过考虑图5（a）中的差分推挽式PA拓扑结构，将A类，B类和B类的理想效率与推荐的ISS进行比较。DOCSIS 3.1使用OFDM多载波QAM信号。由于中心极限定理，诸如这些的多载波信号倾向于具有近高斯电压概率密度函数。真正的高斯信号具有无限大的PAPR，非常罕见的大峰值。OFDM信号将具有自然的有界的PAPR。为了实用起见，这里的峰值电压（V_peak）被截断到五标准。偏差（sigma;= V_rms），这就导致14dB的PAPR。这里的峰均功率比的定义为（V_peak/ V_rms）²代替了（V_peak/ V_rms）² / 2。后者的定义是用在一些关于RF的文学中，是一个全振幅正弦波的平均功率对实际信号的平均功率之比。降低至五标准偏差是为了不显著降低DOCSIS 3.1系统的性能。

在A类情况下，V_DD必须大于V_peak/ 2，i_bias必须大于2 V_peak/R_L，因此需要最小直流电源功率（P_dc）来避免削波V_peak²/R_L。平均输出功率（P_out）用V_rms²/R_L来表达。因此，我们的平均功率效率（eta;）为V_rms²/V_peak²=1 /PAPR。我们的目标信号（PAPR = 14 dB或线性功率比为25:1），A级能理想地实现1/25 = 4%的效率。线性功率比为10(PAPR/10)；换句话说，PAPR是以线性代替分贝单位表示的。它等同于电压比的平方。

图6 14 dB的PAPR高斯分布式信号的理想效率

在B类的情况下，V_DD的限制和A类是一样的。电流随信号变化为：i_bias = 2|v_sig|/R_L<!--

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