用于感应电力传输系统的LCL拾取循环电流控制器外文翻译资料

Electric car charging system

Abstract：

This paper puts forward the whole bridge main circuit topology and PWM control method effectively improves the reliability of the charging system and efficiency. Put forward and realized based on digital signal processing chip controller circuit intelligent PI control algorithm and variable parameters, significantly improve the control precision of the charging system voltage, current and response characteristics. Double proposes a CAN bus and RS - 485 bus communication network, realized the distributed control of the process of charging, the charging operation is flexible and reliable. Due to be able to provide a communication interface to battery management system and algorithm, charging system according to the state change of battery charging mode, optimizing the charging mode. The success of the charging system has important theoretical significance and engineering value.

Keywords: Electric cars; Charging system, PWM, Intelligent PI, Distributed control

1 Introduction

Electric car, it is all or part of the electric drive system of power car, compared with conventional cars powered by gasoline as, electric cars in such aspects as environmental protection, clean, energy-saving occupy obvious advantages. Now each big international automobile manufacturer have invested a lot of money and manpower to electric car research and development, a variety of the electric car prototype appeared frequently, some have reached high industrialization scale. Now the development of the electric car industry has formed a hybrid vehicles, pure battery-powered electric vehicles (electric cars) and three main direction of fuel cell electric vehicles. Pure electric vehicle itself is not harmful gas emissions, can make full use of surplus power in the evening, improve the efficiency of energy utilization, and improve the economic benefit. Pure electric vehicles completely eliminate emissions of the vehicle running, fully use of secondary energy electricity, in line with the energy sustainable utilization strategy, along with the progress of the technical level, the pure electric vehicles has a broad development prospects. But at present, the development of the battery and charging system cant satisfy the requirement of electric cars, there are some theoretical and technical problems have yet to be research, serious lack of relevant standards and norms, has become the bottleneck of affecting the development of electric vehicles.

2 The current situation of the electric vehicle charging system

At the beginning of last century, as the secondary battery research is successful, and matching charging system arises at the historic moment. The charging system using the conventional charging method, which is USES small current for a long time to recharge battery. This way of charge due to the charging time is too long, can not meet the requirement of the electric cars and so on, the demand of the quick charge. Widely at home and abroad to carry out the study of fast charging system. Fast charging system produce roughly experienced three stages of development:

(l) Groping stage

Is the earliest in the 50 s of the last century, the United States as a result of the need of military, began to study fast charging technology, made the metal rectifying shape fast charging system, for 6 to 24 v lead-acid battery quick charging, the weight of 40 kg, have fast, medium and slow three charging modes.

(2) The theory research stage

1967 U.S. troops (Mas) have bubbles in the process of charging is studied, find the reason and law of gas, on the premise of minimum gas rate and find out the maximum charging current of battery can accept and acceptable charging current curve, discusses the theory of quick charge battery, and on the basis of practice, put forward the basic rules of quick charge battery.

(3) The practical application stage

McCulloch electronic companies in the United States in 1970 made the lead-acid battery quick charging system, for 500A to 190AH battery charging current, and in 1200A discharge to deal with the polarization current for short periods of time, the results 30 minutes to put the battery is good. In addition to the United States, such as Japan, other countries such as Britain, France, Germany, the former Soviet Union also has different degree of development in rapid charging technology. Britains associated company invented 'TEC total energy intelligent charging control technology' and its control system, effectively control the powder charging when the amount of energy needed, overcome existing corona charging system and friction type charging system caused various problems, to solve the 'Faraday shielding effect' and 'reverse ionization effect' and so on.

At present the batteries of electric cars in use process, because of the limitation of the voltage of the power battery energy and need to adopt more battery in series combination, and power battery characteristics of highly nonlinear, individual difference is very big, therefore become the electric car battery management system, a necessary device. The most basic function of BMS is to monitor the working state of the battery (voltage, current and temperature of the battery), prediction of power battery (SOC) of battery capacity, battery management to avoid over discharge, overcharge, overheating and serious imbalance between monomer battery voltages, maximize battery storage capacity and cycle life.

Current of the electric vehicle charging system is not very good with a serious defect currently has been relatively mature and supporting the use of on-board BMS system, charging system is either not provide communication interface with BMS, or communication interface is not comp

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用于感应电力传输系统的LCL拾取循环电流控制器

Chang-Yu Huang John T. Boys

Student Member, IEEE

Grant A. Covic Saining Ren

Senior Member, IEEE Student Member, IEEE

摘要

本文提出了一种用于串并联调谐LCL拾取器的快速开关控制拓扑。该拓扑结构采用与传统可控整流器相似的思想来调节整流器的平均输出电流。所提出的拓扑结构能够提供LCL拾取器，在完全开启和完全关闭之间具有平滑的功率转换。 此外，它能够实现功率调节，同时允许与轨道相互耦合的一些变化，而不会使电源过载。首先讨论了所提出的控制器回到主轨道上的标准化反射阻抗与仿真结果的关系。然后构建并测试了2.5 kW的50V输出原型，在满载时达到88％的效率，在半负载时达到85％的效率。也可以使用标准化图来计算原型的反射阻抗。它表明主要轨道与相关的反映电抗不一致对系统操作几乎没有任何意义。

关键词：AC-DC电源转换，电磁耦合，谐振电源转换

1.绪论

感应电力传输（IPT）系统广泛应用于各种工业应用，从材料处理系统，自动引导车辆（AGV），人员电动车和电动公交车的电池充电以及洁净室制造。 选择这些系统是因为它们对污垢，水和化学品的耐受性。

图1中示意性地示出了典型的IPT系统。如图所示，具有电隔离的系统有两个概念上不同的部分。电源从电力公司获得电力，并将其转换为VLF频率（5-50 kHz范围内）的电流。这用于为细长环路或具有电感L 1（在此称为轨道）的集总线圈供电。一个或多个拾取器从轨道感应地耦合功率，并且因此耦合功率取决于轨道中的电流量和线圈之间的耦合。如果一个电源的操作不会损害任何其他电源，并且总功率不会瞬间超过电源的输出功率能力，则单个电源可以驱动许多拾取器。拾取线圈L 2由电容器调谐或补偿。许多拾取控制策略可用于调节来自谐振/补偿网络的功率以根据需要驱动负载[2-5]。慢速切换解耦控制器最常用，因为其简单和高效，特别是用于高功率应用。近来，串并联调谐的LCL网络拓扑已经被研究用于IPT拾取应用中，具有缓慢的开关去耦控制器[5]。该拓扑结构在LCL网络的输入端具有二极管软开关和单位功率因数（UPF）的优点。

接受电感

导轨电感

单相或三相交流电输入

IPT电力应用

接收控制器

图1 一个典型IPT系统

在一些IPT应用中，主要和次级线圈中都存在铁素体以增强耦合。例如，在固定的家用电动汽车（EV）电池充电应用中，初级线圈和次级线圈都放置在车辆下方。 线圈之间任何高度变化或不对准（由于车辆载荷和停车条件的变化都容易产生），互耦可以很容易变化[4]。通常设计传统的IPT拾取控制器，假设存在固定的气隙，因为大多数常规应用都在单轨引导车辆的材料处理中。然而，可以设计用于处理这种情况的几个控制器需要快速的开关控制器，以便提供更平滑的功率调节[4]。缓慢的开关控制器不能适应互感的变化，因为拾取器接通时的瞬时功率在互感增加时可能超过其额定值。这可以通过初级侧电流/频率控制来解决，以限制拾取器的功率[6,7]，但这必然需要电源和拾取器之间的通信，并且对于具有互感变化的多个拾取系统来执行是不切实际的。 慢开关拓扑的另一个问题是在正常功率调节期间由拾取器引起的瞬态涌入功率。 在多个拾取系统中，每当拾取器被接通（拾取器正在拉动功率）时，瞬态功率突然瞬变会减小轨道电流。 这种干扰如果大的话，将暂时限制所有其他与轨道相连的拾取器的功率流。 在[3]中讨论了使用并行LC调谐拾取控制器来最小化该轨迹电流瞬变干扰的拓扑结构，但是这种简单的方法不能用现有设计方法在优选的LCL拓扑中使用。

这项工作的重点是研究使用两个开关和两个二极管的串并联调谐LCL拾取器的控制拓扑，以使用称为“循环电流占空比控制”的技术实现整流和功率调节。它的工作方式与传统的SCR控制整流器相似，控制整流器的开关被控制为与IPT磁道频率同步切换。控制占空比以确保实现平滑的平均输出功率曲线，其能够适应互耦的变化，同时还提供在完全断开状态和完全断开状态之间的平滑功率转换。本文介绍了所提出的控制器的操作及其在主轨道上的特征反射阻抗。提出了一个2.5 kW的原型以及其测量的效率和操作波形。

1. 一系列并行调谐LCL拓扑

具有慢开关去耦控制器的LCL拾取器的电路图如图2所示。 在[5]中讨论了LCL拾取器的设计，其中显示其特征阻抗X由下式给出：

(1)

图2 LCL谐振控制的IPT电路原理图

这里，部分串联调谐电容器（）用于增加给定拾取结构的输出电流能力，而设计为在轨道的选定工作频率下使用组合电抗进行调谐[5]。选择和的值，使得整流器在连续导通下工作以实现最大输出功率，并且还被设计为适应由整流器的非线性效应引入的额外的电感，以使电流在 中最小[5]。开关“S”在两个状态之间运行。 它完全打开（D = 1）时，将负载从轨道中解耦，或完全关闭（D = 0）。 实际上，S以类似于并联LC调谐电路的方式操作，但是在并联LC电路中，当开关闭合时，谐振塌陷，在LCL拓扑中，全部谐振电流仍然循环通过，， 和整流器。LCL网络对的反射阻抗可以用[8]中描述的状态空间平均技术来表示：

(2)

这里是拾取线圈2中的感应开路电压，由给出。如等式2所示，互感与反射阻抗成正比，反射回到主轨上。随着M的增加，拾取所需的瞬时功率将最终超过其设计的等级。 实际上，电源需要被高估，否则会使电源过载。

1. 循环电流周期控制建议

所提出的循环电流控制电路如图3所示,包括两个二极管和两个开关。这里使用开关和来将中的谐振电流（）进行钳位。和是驱动和并与同步的PWM门信号。 该电路可以以标准模式I和II的两种模式操作。

图3 循环电流控制拾取示意图

在模式I中，或允许在的正或负周期的开始进行，之后或导通以夹紧的一部分来调节输出功率。在模式II中，使或在的正或负周期的开始进行，之后关断开关以允许的一部分被传送到负载。在图4中示出了模式I操作。 图5中示出了模式II。

图4 模式I概念操作波形 图5 模式II概念操作波形

在模式I中，方波信号的上升沿和因此和的占空比以相对于的相位延迟来控制，如图4所示。在t = 0时，电流刚刚变为正。由于处于关闭状态，开始进行。 电流然后通过和的体二极管传送到负载（R dc）。在t = 0到期间，LCL网络的输出电压（）等于 （其中在大直流电容器或电池的假定下在整个工作期间保持恒定）。在（表示相位延迟）时，导通，并且通过和的体二极管循环，以便停止向负载传输的电力。 在，变为负，使得导通电路，并在中用体二极管完成。当体二极管导通时，现在可以用零电流关断。 在到期间，LCL网络的输出电压（）等于-。

传递到负载的功率在后半个周期是相同的，只要相位延迟保持恒定。在时，方波信号导通，使循环通过和的体二极管。当通过的体二极管循环时，方波信号可以在T / 2和T之间的任何时间断开。在开关和被控制使得它们与同步的情况下，输出电流基本上是整流的正弦波而不受控制，但在操作期间被切断。通过控制相位延迟或等效地占空比（这里），可以直接平稳地控制平均输出电流。

模式II操作与模式I非常相似，但具有不同的切换顺序。方波信号的下降沿和因此和的占空比以相对于的相位延迟进行控制，如图5所示。 在电流I之前，在t = 0时变为正，的体二极管已经导通，沿负方向流动。因此，在的负周期内接通将导致零电流/零电压切换。 在t = 0时，变为正，导通，被迫通过和的体二极管循环。没有能量传输到负载。在（达到相位延迟）时，截止，通过和体二极管循环，将功率传递给负载。在此期间（），LCL输出电压（）为 。在t = 0到之间的任何时间，可以用零电流/零电压切换来关闭。 在，变为负，使得轻微关断，循环通过和的体二极管。在，门信号关闭，以允许通过向负载传送电力。在t 3 - T期间，LCL输出电压的值为-。在相位延迟和保持相等的情况下，每半个周期传输的功率是相同的。

通过与同步控制两个开关和的占空比，平均输出电流被直接和增量控制。这提供了以轨道和拾取线圈之间的可变相互耦合平滑地调节输出功率的能力。此外，由于所提出的拓扑结构以类似于慢速开关LCL控制器（图2）的方式工作，输出功率的连续控制限制了在完全接通和完全关断状态之间的转换期间从主电源抽取的瞬态浪涌功率。所提出的控制器的另一个特征是通过，开关和二极管整流器循环的最大电流取决于耦合电压（）。因此，这些部件的电流额定值需要设计用于最大耦合条件。然而，尽管耦合条件，半导体开关上的电压应力限于输出直流电压。

在本文余下的部分，所提供的循环电流控制器的模式I仅作为循环电流控制操作进行充分研究和参考。

1. 循环电流控制特点

循环电流控制器用的各种比例进行模拟。 不同的标准化输出电流如图6所示。

图6 不同比的标准化输出电流VS开关导通角（）

这里是LCL拾取器的理想最大输出电流，由[5]给出：

(3)

这里显示的SPICE仿真结果表明，输出电流和开关占空比之间的关系不受的影响。这是由于LCL网络的输出电流源特性。 LCL网络整流后的输出直流电流是理想正弦波[5]。由于整流器将谐波引入输出电流，这导致输出电流与理想正弦波稍微失真。因此，标准化的最大输出电流大约在0.95而不是1。

占空比从0°变化到180°不仅输出功率受到控制，而且LCL交流基波输出电压的相位也相对于变化。这给LCL网络带来了额外的负载。该Var负载导致拾波反射阻抗回到具有电阻和无功分量的主轨道上。该Var负载反射回主轨道，导致电源略微失谐，因此需要在设计中考虑。的各种比率的标准化反射电阻和无功阻抗的仿真结果如图7和图8所示。在图 如图7所示，相对于各种操作处的开关导通角的反射电阻与图6所示的标准化直流输出电流相匹配，并且描述了控制器的实际输出功率。

图7 不同比的标准化反射电阻VS开关导通角（）

图8 不同比的标准化反射电抗VS开关导通角（）

图9 不同比的归一化反射电抗VS电阻（）

在不同的开关占空比下，反射阻抗在感性和容性负载之间摆动，如图8所示。 当占空比保持在0°到130°之间时，从主轨道来看主轨道，反射载荷是感性的，这稍微增加了轨道电感。这是因为这里的相位导致变化。 随着的大小减小，反射感性负载的幅度减小。当占空比在130°和180°导通角之间变化时，与初级的反射阻抗是电容性的，这稍微降低了磁道电感。这是因为和的组合阻抗通常被设计为小于X以适应由整流器引入的电感[5]。

由于控制器的反射阻抗在其设计的功率范围内是电阻和无功元件的混合，所以重要的是，总反射阻抗在其工作范围内不超过电源电压等级。控制器对于各种的总反射阻抗的仿真结果如图9所示。从这一点可以看出，最大阻抗发生在纯电阻时，对应于最大输出功率。从这一点可以看出，最大阻抗发生在纯电阻时，对应于最大输出功率。这对应于拾取控制器在其最大额定功率下的伏特输入额定值。然而，多重拾取系统中的总反射电抗应该仍然被注意到，因为在固定频率下工作的大多数主要电源对磁道电感变化有限制。

1. 设计实例验证与讨论

本章使用提出的循环电流占空比控制拓扑，为AGV应用构建了一个实用的拾取原型。原型的额定功率输出在50 V直流时为2.5 kW。 该原型机使用工业10 kW IPT电源进行测试，该电源也使用LCL谐振网络。 系统参数如表1所示。

表1 系统参数

示波器显示的的波形工作在三分之一，三分之二和全额定功率如图10所示。

(a)

(b)

(c)

图10 、和全部二极管输出电流（）波形图

（a）额定功率的1/3，（b）额定功率的2/3，（c）全功率

每个波形中的最大轨迹是L 3中的电流，第二个轨迹是LCL交流输出电压，而第三个轨迹是D 1和D 2的总输出电流。这些波形表明，通过控制相对于的占空比，当系统调节负载的输出功率时，成功地控制LCL网络输出电压。

在各种负载条件下，模型的效率测量见图11。这种拾取控制器在这里设计为在非常低的输出电压（50V）下工作，因此在满负载下的高电流和可用的实际部件的情况下，接近90％的效率被认为是优秀的。通过测量电源轨道的输入功率和负载的输出直流功率来进行效率测量。这意味着计算的效率不包括电源内的功率损耗。这可以更好地了解单个电路性能，因为大多数IPT电源都是为了驱动多个拾取接收器而设计的。在测量中，控制器额定功率的三分之一到全功率的效率是从的88％，在大多数功率范围内仍然高于80％

使用表1中给定的系统参数，可以使用图8计算原型系统的最大反射阻抗。如图所示，最大反射电感负载的占空比导通角为80°。最大反射电容负载发生在180°，这表示拾取器完全关闭。计算出的最大反射电感阻抗为0.0415Omega;，这对应于主轨道电感增加0.33mu;H。10kW主电源轨道调节到26mu;H，公差为 /-2mu;H，因此需要6个拾取控制器以80°占空比运行，累积高达2mu;H。由于该系统不应该被设计为能够随时携带多达4个接收器，以防止电源过载，因此反射的感性负载在本设计中不成问题。另一方面

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